摘要
主動箝位順向式轉換器利用P通道MOS進行箝位，是公認的高效率電源拓撲。該設計支援將儲存的電感能量回饋到電網，進而提升整體轉換器效率。為了進一步提升效率，該設計並整合基於MOSFET的二次自整流電路。本文探討了二次整流電路面臨的設計難題，強調了優化工作週期的重要性。值得注意的是，主動箝位順向式轉換器中採用了廣泛的電源技術，本文僅介紹其中一種。
簡介
對於主動箝位順向式轉換器(ACFC)，工作週期是一個關鍵參數，會影響輸出電壓和效率。通常，順向式轉換器的最大工作週期以50%為限。採用主動箝位技術，工作週期可以高於50%，超越傳統設計的限制。目前有許多文章都說明了最大工作週期與ACFC拓撲之間的關係，但討論如何設計最小工作週期的文章則相對較少。
本文以隔離式ACFC電源為例，闡述最小工作週期對設計的影響。該轉換器用於將輸入24 VAC或48 ~ 60 VDC，轉化為15VDC，1.5 A輸出。其隔離特性使其適合為現場工業應用供電。ACFC拓撲協助實現了高達91%的峰值效率。設計要求如表1所示。
表1. 設計要求
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參數 |
符號 |
最小值 |
最大值 |
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輸入電壓 |
VINDC |
27.8 VDC (≈ 24 × 85% × √2-1) |
60 VDC |
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VINAC |
20.4 VAC (≈ 24 × 85%) |
41.8 VAC |
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開關頻率 |
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350 kHz |
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峰值頻率 |
η |
高於than 88% |
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工作週期 |
D |
0.22 |
0.46 |
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輸出電壓 |
VOUT |
14.85 |
15.15 |
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輸出電壓漣波 |
ΔVOUT |
300 mV |
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輸出電流 |
IOUT |
0 A |
1.5 A |
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輸出功率 |
POUT |
22.5 W |
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ADI MAX17598是主動箝位電流模式PWM控制器，其中包含隔離順向式轉換器電源設計所需的所有控制電路。本文深入探討了二次自整流電路設計的考慮因素和評估結果。
二次自整流電路的設計考慮
ACFC透過使用自整流電路，實現了更高的效率。圖1為基於MOSFET的典型自整流電路原理圖。相較於傳統的二極體整流電路，MOSFET的導通電阻更低，所以其電路效率更高，尤其是在低電壓、大電流輸出的情況下。
圖1. 通用輸出自整流電路1
然而，當輸出電壓接近或超過 MOSFET閘極電壓工作範圍時，這個設計就不合適了。我們可以透過附加電路來產生這些MOSFET的閘極驅動電壓。圖2為該電路的細節資訊。G1和G2連接到變壓器的輔助繞組。
圖2. 輔助繞組變壓器中的閘極驅動電路
閘極1連接到N2的閘極（如圖1所示），閘極2連接到N1的閘極。閘極1和閘極2與開關週期同步。當閘極1輸出高位準時，閘極2輸出低位準，反之亦然。完整電路如圖3所示。
圖3. 性能測試使用的示例電路
該迴路必須確保輸出處於MOSFET VGS的工作範圍內。公式1反映了閘極驅動電壓與匝數比之間的關係。
KGATE為變壓器比率。NG為變壓器繞組的匝數。NP為變壓器初級繞組的匝數。VGATE_MAX為MOSFET閘極驅動電壓的最大電壓。VDC_MAX 為直流輸入電壓的最大電壓。
當初級迴路的主開關閉合時，施加於變壓器的電壓為正，即 VDC。因此，閘極1的輸出為高位準，閘極2的輸出為GND。其與匝數比和直流輸入電壓有關。
當主MOSFET關斷時，箝位電路將漏極電壓限制為VCLAMP。VCLAMP高於VDC，因此閘極1的輸出為GND，而閘極2的輸出為高位準。
箝位電壓可透過下式計算：
閘極2的電壓與匝數比以及VCLAMP和 VDCINPUT之間的差距有關。
工作週期會隨輸入電壓而變化，因此必須確保閘極的驅動電壓能夠以完整的VIN範圍驅動MOSFET。應用最大直流輸入和最小導通率時，閘極驅動電壓將達到最小值。
p>在設計示例中，閘極2最低電壓可依照式5進行計算。當輸入直流電壓達到最大值時，閘極2上的電壓只有4.23 V。
如果該電壓低於VGS導通閾值，則二次整流電路的MOSFET將無法精準工作。這可能導致當輸入電壓接近最大值時，電源在沒有任何負載的情況下無法啟動。在示例電路中，VGS閾值電壓為3 V，小於計算出的最小VGATE2 。
圖4為示例電路的測量結果。CH1為閘極1的電壓。CH2為閘極2的電壓。CH4為主面N-MOS的源漏電壓。
圖4. 閘極1和閘極2電壓以及MOSFET漏極電壓(VIN = 60 V) 。
示例電路的性能
為了驗證閘極驅動電路計算的精準性，我們對示例電路進行了性能測試。圖5為不同負載電流（0A、0.5A、1A、1.5A）下的輸入和輸出電壓。
圖5. 不同負載下的輸入和輸出電壓
圖6顯示了輸出電壓水準如何隨輸出電流不同而變化。不同的線表示不同的輸入電壓。
圖6. 輸出電流和輸出電壓
圖7為不同輸入電壓和負載下的峰值效率。當輸入為36 V、輸出為1.5 A時，峰值效率達到91%。
圖7. 峰值效率
波特圖顯示了峰值效率工作條件下的迴路穩定性，即 VDCINPUT = 36 V、 IOUTPUT = 1.5 A。
圖8顯示了迴路響應。
圖8. 波特圖
圖9和圖10顯示了輸出峰對峰值電壓。圖9是無負載電流的情況，圖10是滿負載的情況。
圖9. 空載時輸出峰對峰值電壓
圖10. 滿負載1.5 A時輸出峰對峰值電壓
圖11和12顯示了負載瞬態響應。圖11為負載從零變為滿負載。圖12為負載從滿負載變為零。CH1測量的是輸出電壓（交流耦合）。CH2測量的是輸出負載電流。
圖11. 瞬態響應（0 A至1.5 A）
圖12. 瞬態響應（1.5 A至0 A）
結論
綜上所述，對ACFC的研究讓我們對其性能和效率有了重要認識。透過分析二次整流電路的設計以及工作週期的影響，我們發現，當需要額外的輔助閘極驅動電路時，最小工作週期會受到限制。
此外，ACFC憑藉其卓越的能量回收特性，成為具有前景的高效電源系統解決方案。透過本文可知，工作週期存在一個最佳範圍。也就是最大工作週期和最小工作週期對於基於MOSFET的整流電路都很重要。將本研究的成果應用於設計和建置ACFC則有助於避免設計階段出現問題。
參考電路
1 「利用峰值電流模式控制器設計主動箝位順向式轉換器」。ADI，2014年8月。
